Применение элементов логики в модуляторах звуковых

сигналов

  Модулятор с подавлением постоянной составляющей сигнала. Принципиальная схема модулятора, предназначенного для преобразования аналогового сигнала в последовательность импульсов постоянной амплитуды и с переменной длительностью, представлена на рис. 4.12.

  Закон изменения длительности импульсов определяется законом изменения входного сигнала, подаваемого на затвор полевого транзистора через конденсатор С2. На элементах D1.1 и D1.2 выполнен генератор прямоугольных импульсов со скважностью 2. Частота следования импульсов генератора около 50 кГц. Сопротивление R1 и диод VD1 служат для получения “меандра”, то есть для выравнивания времен заряда и разряда конденсатора С1.

  Импульсная последовательность с выхода генератора (элементы D1.1, D1.2) в прямом виде поступает на запускающий вход модулирующего одновибратора, выполненного на элементах D2.1, D2.3, а в инверсном виде - на вход схемы приращения на элементе D2.2. Изменение длительности импульсов, то есть модуляция входного сигнала, осуществляется за счет динамического сопротивления канала исток-сток полевого транзистора VT1. Сопротивление канала исток-сток данного транзистора зависит от напряжения смещения, подаваемого на его затвор. Причем, при прямом смещении на затворе (относительно стока на затворе и на истоке положительные потенциалы) сопротивление канала может изменяться в пределах 0.5- 300 кОм в диапазоне напряжений смещения от нуля до трех вольт. Транзисторы КП103Ж имеют крутизну изменения сопротивления около 1 кОм/мВ при начальном смещении 1.8 -2.2 В. При приращениях напряжения 0.15...0.2 В крутизна изменения сопротивления Sr практически линейна.

 Известно, что длительность импульса, вырабатываемого одновибратором определяется как

tи = RC ln (U1/Uпор),                                            (4.1)

где R- действующее сопротивление участка исток-сток транзистора VT1 с учетом сопротивления R3 (рис. 4.12 ); С- емкость конденсатора С2;  U1- напряжение на выходе элемента в состоянии логической единицы и Uпор- пороговое напряжение, по достижении которого на входе, логический элемент переходит в инверсное, относительно исходного, состояние. С учетом крутизны изменения сопротивления Sr длительность импульса tи(uc) можно представить в виде

tи(uc) = (Uсм + Uc) Sr C ln(U1/Uпор)=

                           =SrC (Uсм + Um SinWt) ln(U1/Uпор),                             (4.2)

где Um - амплитуда входного гармонического сигнала; W - частота модулирующего сигнала; Uсм - напряжение смещения.

Сопротивление R3 служит для выравнивания крутизны Sr при больших значения сопротивления канала транзистора, а также с его помощью можно  в  значительных пределах изменить чувствительность модулятора. При использовании полевых транзисторов типа КП103 с соответствующими буквенными обозначениями, экспериментально полученная максимальная чувствительность 140 мВ, минимальная чувствительность - 320 мВ.

С целью значительного уменьшения тока потребления каскадами усиления мощности в режиме покоя (то есть когда входной сигнал отсутствует), в модуляторе реализован принцип подавления постоянной составляющей модулированного сигнала, для чего формирование модулированных импульсов от положительной и отрицательной полярности модулирующего сигнала осуществляется по двум каналам. Выходные сигналы положительной полярности формируются последовательностью Q1, отрицательные Q2. Сигнал Q2 (инвертированный Q1) служит для улучшения эксплуатационных свойств модулятора и для автоматической установки длительности импульсов в режиме покоя. Подавление постоянной составляющей осуществляется за счет выделения из модулированных по длительности  импульсов приращений, свойственных только выбранному каналу.

  Временные диаграммы, иллюстрирующие принцип работы модулятора с подавлением постоянной составляющей, представлены на рис. 4.13.

  Из временных диаграмм очевидно, что для полного подавления постоянной составляющей требуется практически полное соответствие последовательностей импульсов на входе и на выходе модулирующего одновибратора. Однако, если учесть (4.1), определяющую длительность импульсов на выходе одновибратора, фронты импульсов, выше упомянутых импульсных последовательностей, когерентны только в "точках" запуска, а внутри цикла генерации могут иметь произвольную временную ориентацию. Причем, нарушение когерентности фронтов импульсов (в отсутствии модулирующего сигнала) вызовет появление сигналов отклика на выходе соответствующего канала. Так, например, смещение фронта импульса вправо (т.е. импульс стал короче) приводит к появлению отрицательных перепадов  в канале Q1, что в свою очередь приводит к частичному разряду конденсатора С3 через резистор R6 и диод VD3, и снижению напряжения смещения на затворе транзистора VT1. Уменьшение напряжения смещения приводит к уменьшению сопротивления канала транзистора и частичному увеличению длительности импульса и т.д.

  Постоянная времени t =С3R5 =С3R6 выбирается по критериям определения постоянной времени схем автоматической регулировки усиления (АРУ).

  Экспериментальные исследования показывают, что t должно быть более 100 мсек. В случае использования источника сигнала с малым входным импедансом необходимо учитывать влияние цепи R4C2Р, выполняющей роль цепи развязки, где сопротивление R4 определяет значение входного сопротивления модулятора. При использовании в схеме модулятора интегральных схем КМОП структуры, потребляемая им мощность не превышает 0.2 мВт. Уровни выходных сигналов определяются значением напряжения питания, при этом амплитуда выходного напряжения не достигает значения напряжения питания, если нагрузка имеет чисто активный характер.

   Выходная цепь (рис.4.14) подключается к точкам Q1 и Q2 модулятора. Для измерения выходного сигнала с помощью измерительных приборов с общим "заземлением" необходимо иметь источник питания модулятора, не имеющего заземления.

  При напряжении источника питания Еп= 2.8 В; ток потребляемый от источника питания Iп = 65 мкА; частота следования высокочастотной импульсной последовательности f=50 кГц; индуктивность фильтра НЧ Lф=50 мГн; емкость фильтра Сф= 0.1 мкФ; сопротивление нагрузки Rн=2 кОм.

  Номиналы резистора R3 могут быть различными в зависимости от используемого в схеме транзистора VT1. Как следует из рис.4.15, увеличение R3 может привести к значительному росту чувствительности модулятора, однако его характеристика при этом имеет нелинейный характер. Чрезмерное увеличение R3 приводит также к перемодуляции, вызывающей большие нелинейные искажения выходного сигнала. Номинальное значение Uвх находится в пределах 100 –150 мВ. Увеличение входного напряжения выше указанных значений не приводит к заметному увеличению Uвых, хотя может наблюдаться рост уровня нелинейных искажений. Следует отметить, что при использовании этого модулятора в аппаратах индивидуального пользования, свойство нелинейной зависимости Uвых=f(Uвх) может оказать положительную услугу, как ограничитель амплитуды при больших входных сигналах.

  Когда отсутствует входной сигнал, на выходе модулятора также должны отсутствовать импульсы генератора, что обеспечивается симметричностью импульсов на выходе элемента D1.3 и генератора (в точке 4, рис. 4.12), то есть параметры емкости С2 и сопротивление участка сток-исток полевого транзистора должны обеспечить такую постоянную времени tm, при которой ждущий мультивибратор, выполненный на элементах D2.1 и D1.3, должен вырабатывать меандр. Поскольку емкость конденсатора С2 не поддается регулировке, подбор tm осуществляется путем изменения смещения на затворе VT1, при котором происходит изменение сопротивления канала сток-исток полевого транзистора. "Жесткая" установка режима работы транзистора снижает температурную и параметрическую стабильность tm (при замене транзистора и т.д.), поэтому, с целью повышения стабильности параметров модулятора, в нем предусмотрена автоматическая установка напряжения смещения на затворе VT1 с помощью цепей обратной связи, состоящих из R5, R6, C3, VD2, VD3 и инвертора D1.6. Принцип работы этой цепи аналогичен принципу работы цепей автоматической регулировки усиления (АРУ), применяемых в радиоэлектронной аппаратуре.

  Путем подбора номиналов элементов цепей обратной связи, можно получить оптимальные характеристики модулятора. Отметим, что увеличение постоянной времени (tm =R5C3=R6C3) улучшает линейность модуляционной характеристики модулятора, однако, при этом снижается чувствительность схемы к продуктам несимметричности импульсов модулятора в отсутствии входного сигнала. Зависимости выходного напряжения модулятора для двух значений Uвх при Fн=1 кГц приведены на рис. 4.16. Уменьшение Uвых при малых значениях tm объясняется влиянием отрицательной обратной связи, причем, как и при любой другой отрицательной обратной связи, коэффициент передачи схемы уменьшается.

  Как следует из рис. 4.16, с уменьшением уровня входного сигнала зависимость Uвых от постоянной времени цепи обратной связи становится слабее, так как импульсы "ошибки", появляющиеся на выходе модулятора в режиме покоя, становятся соизмеримыми по длительности с импульсами, появляющимися в результате модуляции низкими уровнями входного сигнала.

  Наиболее оптимальным при использовании ИМС серии К564, К561 является постоянная времени tm более 50 мс и менее 100 мс. Оптимальное значение постоянной времени, в каждом конкретном случае, определяется индивидуальными особенностями усилителя и его назначением и выбирается при практической реализации модулятора. На рис. 4.17 приведены зависимости Uвых от частоты звукового сигнала  Fн при двух значениях tm.

  Широтно-частотный импульсный модулятор. Получение наибольшего КПД ключевых усилителей достигается при использовании схемы широтно-частотно-импульсного модулятора. Схема модулятора отличается малым потребляемым током - 35 мкА в режиме покоя и менее 20 мкА - в режиме модуляции (его уникальность заключается и в этом тоже). Этот модулятор можно отнести к классу дельта-модуляторов с переменным шагом квантования. В режиме покоя модулятор вырабатывает импульсную последовательность “меандр” с частотой 50 кГц (при напряжении питания 2.7 В). Симметрия "плеч" импульсов достигается подбором номиналов резисторов R2 и R3. Емкость конденсатора C2 определяет в основном частоту импульсов и на симметрию импульсных перепадов практически не влияет. В качестве элементной базы (D1, рис.4.18) можно использовать ИМС серии К1533, К555, К561, К564 и т.д. Выбор той или иной серии определяет только энергетическая сторона, то есть экономичность схемы модулятора с точки зрения энергопотребления. При использовании микросхем с повышенной частотой переключения с целью стабилизации шага квантования, между выходом Э2 и входом Э1 включают сопротивление положительной обратной связи Rх.

  Входное сопротивление модулятора определяется номиналом резистора R1. Это сопротивление определяет также и чувствительность модулятора, причем, чем больше R1, тем меньше чувствительность схемы. Чувствительность модулятора определяется и емкостью конденсатора С2. При уменьшении номинала C2 увеличивается частота импульсов и уменьшается чувствительность модулятора. Критерии чувствительности можно сформулировать двояко, то есть как изменение выходного восстановленного сигнала при определенном изменении входного, например

К= D Uвых / D Uвх ,

или же как

К= DТи / D Uвх  ,

где Ти - приращение длительности импульса по абсолютной величине при воздействии входного сигнала с приращением DUвх. Применение дельта-модуляции, при оптимальном подборе параметров схемы, дает возможность увеличения КПД усилителя на 2...5 %. При выборе номиналов элементов схемы исходят из возможности получения оптимальной частоты квантования, позволяющей получить простую схему фильтрации и минимальные нелинейные искажения усиленного сигнала. Известно, что при использовании ШИМ частота следования импульсов в основном определяется из условия оптимальной фильтрации, а в схемах с дельта-модуляцией (частотно-широтно-импульсной модуляцией), адаптивной как по длительности так и по уровню, частота импульсов fи должна удовлетворять условию

где Um вх - максимальное значение амплитуды преобразуемого сигнала; Fв - верхняя частота преобразуемого сигнала; Dкв - шаг квантования, определяемый как абсолютная разрешающая способность модулятора.

  Квант напряжения Dкв может быть определен из условия обеспечения необходимого динамического диапазона и допустимого значения амплитуды шумов квантования.

  Очевидно, что амплитуда шумов квантования не может быть больше, чем уровень сигналов шумов, имеющихся на входе модулятора.

  Если учесть, что амплитуда шумов квантования определяется как

Umш= Dкв / 2,                                                (4.3)

то максимальный квант напряжения должен быть меньше, чем 2Umш с одной стороны, с другой - квант напряжения должен быть меньше чем сигнал шума, вызванный каскадом предварительного усиления (микрофонным усилителем).

     Исходя из требований, предъявляемых к усилителям аппаратов индивидуального пользования, напряжение шумов, приведенные к входу усилителя, должно быть не более 3 мкВ, то есть

                                     Uш=Uш вых / К,                                                         (4.4)

где К- коэффициент усиления усилителя предварительного каскада; Uш вых - напряжение шумов на выходе этого каскада.

  Используя соотношение (4.3) можно получить

                               Dкв<2КUш = 6К 10-6  В.                                                  (4.5)

  Из условия обеспечения необходимого динамического  диапазона шаг  квантования  Dкв  может быть определен из соотношения  

                                  Dкв = Umвх / D,                                                            (4.6)

где D=Umвх/Uвх min - динамический диапазон  сигнала; Uвх min- минимальное значение амплитуды входного сигнала.

  Выражение (4.6) получено из предположения, что шаг квантования не должен быть больше, чем минимальное значение амплитуды входного сигнала. После определения расчетных значений Dкв из соотношений (4.5), (4.6)  проверяется  соответствие Dкв условию

                                              Dкв > dк  + Uсм ,

где dк- погрешность сравнения компаратора; Uсм - напряжение смещения компаратора, приведенное к входу.

     Из приведенных выше соотношений следует, что максимальный шаг квантования можно получить при максимальном значении напряжения на входе модулятора. Установленное значение шага квантования имеет силу только для фиксированного значения напряжения питания. С изменением напряжения питания изменяется частота, следовательно и шаг квантования.

     Модулятор, схема которого приведена на рис.4.18, совмещает и генератор  прямоугольных импульсов, и модулирующий узел. Отсутствие отдельного генератора в модуляторе способствует как упрощению аппаратной части устройства, так и уменьшению энергопотребления схемой.

     На рис.4.19 приведена зависимость частоты генерации от значения напряжения питания Еп модулятора, выполненного на базе транзисторов ИМС КМОП структур. Известно, что основной ток потребления микросхем КМОП структуры определяется частотой переключения их элементов и напряжением питания. Увеличение напряжения питания приводит также к росту крутизны сквозных характеристик транзисторов и к уменьшению выходного импеданса микросхем. Последние два фактора являются определяющими в зависимости частоты от напряжения источника питания.

  Как следует из рис. 4.19, обе зависимости имеют явно выраженный нелинейный характер. Увеличение частоты генерации с увеличением Uп, объясняется как уменьшением входного импеданса элементов схемы, так и ростом крутизны сквозной характеристики каждого элемента. Исследования показали, что характер зависимости fи от напряжения питания мало зависит от начального значения частоты генерации, устанавливаемого путем подбора номиналов конденсатора С2 и резисторов R2,R3.

  Отметим, что при установке начальной частоты генерации предпочтительней является ее установка путем подбора номиналов резисторов R2 и R3, а значение емкости С2 необходимо выбрать как можно меньше. Такой подход позволяет существенно уменьшить ток, потребляемый модулятором. Изменение крутизны модуляционной характеристики k в зависимости от Uп может играть положительную роль при стабилизации уровня выходного сигнала.

  Зависимость тока потребления от напряжения питания приведена на рис. 4.20. Из рис. 4.20 следует, что потребляемый модулятором ток зависит также и от частоты следования импульсов. На графиках показаны зависимости для трех частот fи, установленных при напряжении питания Uп = 2.7 В. Веерообразные расхождения кривых зависимости Iпот=f(Uн) при различных значениях начальной частоты объясняется изменением этих частот при изменении напряжения питания Uп (см. рис. 4.19). Как было уже сказано, частоты f1, f2, f3 установлены путем подбора емкости С2 при напряжении питания 2.7 В.

f1=42кГц,  f2=50кГц,  f3=61кГц.

  Практически доказано, что наиболее оптимальной является частота импульсной последовательности равная f2=50 кГц. При построении ключевых усилителей, использующих рассматриваемый тип модулятора, следует применять именно такую частоту (f2=50 кГц).

  Следует отметить также, что при применении рассматриваемого модулятора необходимо учитывать его свойство уменьшения тока потребления при увеличении модулирующего напряжения. Это свойство может вызвать особый интерес при построении микромощных усилителей, в частности усилителей "ушных" слуховых аппаратов. На рис. 4.21 представлены зависимости потребляемого модулятором от источника питания тока от амплитуды входного сигнала для трех значений начальной частоты fи. Наблюдаемая стабилизация потребляемого тока при достижении Uвх определенного уровня, по-видимому связана с перехватом "инициативы" генерации в модуляторе сигналом звуковой частоты, а так как все измерения проводились на одной частоте входного сигнала Fн=1 кГц (согласно стандартам измерения параметров усилителей слуховых аппаратов), все три кривые графика (рис. 4.21) сливаются на одном уровне тока потребления, т.к. конечная частота (частота генерации при максимальном входном напряжении) генерации модулятора становится соизмеримой с частотой модулирующего сигнала.

Поведение зависимости Iпот = f(Uвх) особый интерес вызывает при повышенных частотах следования импульсов, когда начальный ток потребления модулятором существенно превышает ток, потребляемый в динамическом режиме. Следует отметить, что подобным свойством обладают лишь схемы частотно-широтно-импульсных модуляторов, реализованных на базе транзисторных структур КМОП ИМС.

     Кажущаяся "незначительность" уменьшения Iпот при росте уровня Uвх может оказаться весьма обманчивой при построении усилителей слуховых аппаратов, встраиваемых в ухо человека. Подобные аппараты имеют выходную мощность порядка 0.1...0.2 мВт, соизмеримую с сэкономленной на модуляторе мощностью, а общий, потребляемый усилителем, ток не превышает 1,5 - 2 мА.